引言

随着功率器件应用功率密度的不断提高，碳化硅(SiC)器件以其低损耗、高开关频率、耐高温等特性逐渐替代传统的硅(Si)基器件。其中，SiC金属－氧化物－半导体场效应晶体管(MOSFET)被认为是未来最有前途的高温高压大功率开关器件，在绝大多数领域都能替代传统的Si绝缘栅双极型晶体管(IGBT)，受到人们的广泛关注。然而，SiC材料的应用也带来了新的可靠性问题，比如栅极可靠性及寿命的不确定性。由于SiC中C原子的存在，使SiC/SiO2界面产生大量缺陷，造成SiC器件在使用过程中存在阈值电压漂移的现象，同时SiC材料的应用改变了器件封装内部的热应力分布，因此也会造成其寿命的不确定性。 

目前已经有部分研究机构对比了SiC和Si器件的可靠性，F．Hoffmann等人采用相同电压/电流等级的SiCMOSFET与SiIGBT功率模块进行了多个结温波动的功率循环测试，结果表明相同结温波动下SiIGBT模块寿命更长，结温波动越大，SiC器件的寿命较Si器件更短，但并未对差异的根本原因进行解释;B．R．Hu等人通过仿真对比研究了SiCMOSFET和SiIGBT功率模块寿命差异，结果表明结温波动达到90K时，在仅考虑焊料层失效的情况下，SiCMOSFET模块的寿命仅有SiIGBT模块寿命的60%，却并未进行SiC功率模块的功率循环试验，同时也未考虑键合线失效的情况;T．Ziemann等人选取了不同厂商的采用TO－247封装的SiCMOSFET器件，与SiIGBT器件进行了相同结温波动条件下的功率循环测试，发现虽然大部分SiCMOSFET器件的寿命都短于SiIGBT器件，但也有个别可以达到SiIGBT器件的寿命。然而，具体到某种实际工况，例如在逆变器中，相同的工作模式下，SiCMOSFET功率模块的寿命又长于相同电压等级SiIGBT功率模块的寿命，这主要是由于SiC器件的损耗更小，因此在实际工作过程中，其结温波动和最高结温较Si器件的更低。上述文献均没有从材料、传热和物理的角度深入分析两种器件寿命差异的根本原因，研究芯片材料参数对寿命的影响机理是分析SiIGBT和SiCMOSFET寿命差异根本原因的关键。 

为了揭示SiIGBT和SiCMOSFET寿命差异的根本原因，本文选用目前已被广泛应用的分立器件(SiIGBT:IGW25N120T7，SiCMOSFET:SCT3105KL)在相同的结温波动和最高结温条件下开展功率循环试验，对比SiIGBT和SiCMOSFET间的寿命差异。然后基于试验条件分别建立了二者的电－热－力多物理场的有限元模型，分析了电－热－力耦合条件下的应力应变差异。最后基于试验和仿真结果，从热力学的角度阐明了材料参数对应力应变乃至寿命的影响机理，为提高SiCMOSFET的寿命提供了理论参考。

1功率循环试验 

1.1SiIGBT试验原理 

SiIGBT功率循环试验原理如图1所示。在功率循环过程中，被测器件(DUT)的栅－射极间一直施加15V正压Vge使其处于开通状态，利用开关S控制负载电流Iload是否流过DUT。本文选用VCE(T)法［9］进行DUT结温的测量，因此在循环过程中需要在DUT集－射极间施加测量电流Isense。在开通时间ton内，开关S闭合，负载电流流过DUT，此时DUT被加热达到最高结温θjmax，然后开关S断开，在冷却时间toff内，DUT冷却至最低结温θjmin。因此在一个循环周期(ton+toff)内，DUT经历了一个结温波动(Δθj)。DUT在经历循环的温度波动过程中，由于材料间热膨胀系数(CTE)不匹配使得器件产生循环热应力，从而造成器件的老化失效。 

1.2 SiC MOSFET 试验原理 

相较于SiIGBT的功率循环，SiC MOSFET的功率循环较为复杂，SiC MOSFET的功率循环试验原理图如图2所示。对于SiC MOSFET，本文采用VSD(T)法进行结温的测量，即采用反并联二极管的pn结在小电流下的饱和压降与结温的关系来反映结温。因此功率循环时需要对器件的栅极进行控制，在开关S1闭合时(ton时间内)，器件栅极保持开通，负载电流正向(从漏极到源极)流过SiC MOSFET，该器件被加热，当开关S1断开时，SiC MOSFET的栅源电压Vgs从15V切换为－10V，器件关断，Isense流经反并联二极管。这里加－10V是为了将SiCMOSFET栅极沟道完全关断，使Isense全部流经pn结，否则一部分电流可能会从沟道流过造成结温测量不准确。

1. 3 试验条件 

本文选用 Infineon 公司的 1 200 V/50 A Si IGBT 和 RHOM 公司的 1 200 V/24 A SiC MOSFET 作为被 测器件。为了保持控制变量的单一性，选用的器件 均采用 TO－247 封装，通过超声波扫描 ( SAM) 可 知两种器件均只有一根键合线。 

本文搭建的功率循环试验电路拓扑如图 3 所示，共有 3 条被测支路，每条支路有 2 个被测器 件，以保证同一个试验中对 6 个器件同时进行测 试，避免结果的随机性。对不同器件进行功率循环 试验，试验条件如表 1 所示，其中 ton、toff、Δθj、 θjmax基本一致，只有 Iload不同，以使不同器件达到 相同的 Δθj。这是因为 Si IGBT 和 SiC MOSFET 的损 耗和热阻均不相同，很难在相同的负载电流下达到 同样的结温波动。从器件的寿命解析模型可知， 影响器件寿命最主要的两个因素是 Δθj和 θjmax，因 此尽管负载电流不一致，在保证 Δθj和 θjmax一致的 情况下进行寿命对比仍是具有重要意义的。测量电 流源采用 100 mA 的小电流源，这是为了防止器件 在小电流测结温阶段产生自加热。由于 DUT 是 分立器件，其散热条件较好，焊料不会发生老 化，即热阻 Rth基本不会上升，故器件失效判据 为饱和压降 VCE上升至 105%VCE 。

1. 4 试验结果 

试验结果表明，无论是 Si IGBT 还是 SiC MOSFET 均是 VCE或 VDS先达到失效标准，并没有出现 热阻增加的趋势。由于同一种器件具有相似的参数 变化，因此每种器件只展示一个 DUT 的参数变化。 图 4 分别展示了 Si DUT6 号器件和 SiC DUT1 号器 件功率循环中主要参数的变化曲线，可以看出，在 功率循环过程中 Si IGBT 和 SiC MOSFET 的 Rth均略 微下降，最终达到稳定。这是由于 DUT 与散热器 之间采用了绝缘导热的硅胶片，硅胶片在温度波动 过程中热胀冷缩，逐渐将器件与硅胶片和硅胶片与 散热板界面之间的空气排出，使器件与散热板之间的热接触更紧密，散热更好，因此热阻会略微下降 达到稳定态。VCE 或VDS前期稳定，后期由于器件裂纹的扩散而逐渐老化，最终呈指数增长。以 VCE上升 5%为标准，此时对应的功率循环数 Nf即为器件寿命。

为了进一步判定器件的失效形式，验证键合线的老化状态，通过 SAM 对芯片表面进行直接观测。 图 5 分别为试验前后的 Si IGBT DUT6 号器件和 SiC MOSFET DUT1号器件的芯片表面 SAM 图。可以看出，Si IGBT 和 SiC MOSFET 在功率循环试验前，芯片层上存在明显的键合点，在功率循环试验后，键合点消失，可以判定键合线发生了抬起，这也符合分立器件的一般失效方式。

由于试验过程中存在的误差，无法保证各个器 件试验条件完全一致，因此对比寿命时需要将寿命 进行标准化。针对具有单根键合线的分立器件，G．Zeng 等人［18］ 提出了以 ΔTj ( K) 、平 均 结 温 Tjm ( K) 、单根键合线上流过的电流 Ib为变量的寿命模 型，即

式中: K 为基本寿命; α 为 Coffin-Manson 指数; k 为玻耳兹曼常数; β 为键合线电流对寿命的影响因 子; EA为活化能。各参数值如表 2 ［17］所示。由于 试验过程中无法保证 θjm完全一致，所以需要将各 个器件的寿命等效至相同 θjm条件下，结果如图 6 ( a) 所示，其中将 Si IGBT 的标准 θjm设为 105 ℃ 是因为试验条件为 Δθj≈90 ℃、θjmax≈150 ℃。其 次，考 虑 到 两 组 试 验 中 Ib 不 一 致， 故 将 SiC MOSFET 的负载电流等效至 Si IGBT 的负载电流 42. 5 A。选择 Si IGBT 的 Ib 为标准条件是因为式 ( 1) 的寿命模型是以 Si IGBT 为样本建立的，最终结果如图 6 ( b) 所示。

由图 6 可以看出，Si IGBT 的寿命基本分布在 Si 分立器件寿命模型曲线上，因此可以认为试验 得到的Si IGBT 的寿命符合 G． Zeng 等人［18提出的 针对具有单根键合线的 Si 分立器件寿命模型，这 也从侧面印证了试验结果的正确性。θjm =105 ℃ 时，在各自的负载电流下，Si IGBT 的平均寿命 &NfSi大致达到 32449 次，SiC MOSFET 的平均寿命 &NfSiC达到 55 407 次，SiC MOSFET 寿命明显长于 Si IGBT 寿命。但若考虑同一条件下的寿命，将负载电流都标准化到 42. 5 A，此时 SiC MOSFET 的平均 寿命缩小至 7656，大约是 Si IGBT 寿命的 1 /4。

2 有限元仿真分析  

2. 1 模型建立 

基于 TO－247 封装的 Si IGBT 和 SiC MOSFET 的 SAM 图，可以得到器件内部芯片的尺寸和位置，从而建立其几何模型。将几何模型导入到有限元仿 真软件中，基于实际的试验条件建立电－热－力多 物理场耦合模型，并设置模型的边界条件，再划分网格 ( 图 7) 。在固体传热物理场中，为了模拟水 冷 散 热， 设 置 散 热 器 底 部 等 效 换 热 系 数 为5 300 W/ ( m2 · K) ，四周换热系数为 12. 5 W/ ( m2 ·K) ，以模拟与空气的对流散热。模型电学部分根据电流实际流通路径分别设置 IGBT /MOSFET 的集电极/漏极为电流流入端，发射极/源极为接地 端。同时将芯片有源区视为可调电阻，其电导率σ为

式中: ρ为电阻率; h 为芯片的厚度; S 为有源区 的面积; R 为根据器件数据手册中提供的 I-V 特性曲线得到的导通电阻，一般将其与温度的关系视为 线性关系［8］。键合线和芯片表面金属层为铝材料， 在模型的固体力学部分将其设置为弹塑性材料［19］，由于模块是通过一层硅胶片固定在铜板上的，因此将硅胶片的上表面设为固定约束。划分网格时，采用从芯片到散热器的网格扫掠方式模拟实际热流的扩散路径，由于需要重点研究键合线与 铝金属层的受力情况，故对键合线和金属薄层进行了细化处理。

为了使仿真模型更加接近实际器件，更加真实地反映器件内部的传热过程，需要微调模型的几何 参数和材料参数，使仿真与试验的瞬态热阻抗曲线 ( 图 8) 一致，从而保证仿真中的热路径和实际器 件一致。由图 8 可以看出，Si IGBT 的瞬态热阻抗 Zth上升速度越来越快，SiC MOSFET 的瞬态热阻抗 上升速度先减小再增大，这是因为现有的 1 200 V SiC MOSFET 采用 Si 作为衬底，在 Si 衬底上有 10 μm厚的 SiC，而 SiC 材料的热导率约为 Si 的 3 倍，因此 SiC MOSFET 的瞬态热阻抗曲线和 Si IGBT的有很大的不同。

因为仿真是一个理想化的过程，必然和实际器 件存在一些差异，因此为了使仿真达到和试验一样 的结温条件，对仿真中的电流和水温 θs进行了调 整。值得注意的是，仿真中改变电流本质上是在调 整芯片的电导率，这是因为试验中测得的电压是包 含键合线部分的，但在建立仿真模型中 I-V 特性曲 线上的电压只体现在芯片电导率中，这导致仿真中芯片电压偏大，电导率偏小，所以仿真时需要的电 流就比试验中的电流小。仿真条件设置见表 3。

2. 2 仿真结果

2. 2. 1 电热学特性 

图 9 为 Si IGBT 和 SiC MOSFET 芯片的结温变化图，本文中结温选取的是芯片表面的平均温度， 这是因为大量的试验数据表明芯片表面的平均温度 最接近于用 VCE ( T) 法测量得到的结温［9］。由于 1 s的开通时间并没有达到器件热稳态所需要的时 间，因此器件的结温波动在前几个周期内呈不断上 升的趋势，到第 6 个周期达到稳定，稳定之后最高 结温约为 150 ℃，最低结温约为 60 ℃，结温波动约为 90 ℃，与试验条件一致。其中，最后一个周 期的关断时刻 ( t = 19 s) 芯片表面的温度分布如图 10 所示。从图中可以看出，芯片表面温度分布存 在明显的温度梯度，由中间向四周均匀扩散。

分别提取 Si IGBT 和 SiC MOSFET 芯片表面对 角线的温度 θ，结果展示在图 11 中。可以看出两 种芯片表面温度分布的趋势一样，即中心温度最 高，对角温度最低，由于 Si IGBT 芯片面积大于 SiC MOSFET 芯片面积，因此 Si IGBT 的对角线长 度更大。Si 待测器件的芯片面积更大，散热面积也更大，这使得 Si IGBT 芯片表面温度梯度 Δθ 略高于 SiC MOSFET 芯片表面温度梯度。

2. 2. 2 力学特性 

从器件的 SAM 图可知，器件失效发生在键合 线与芯片表面铝金属层相接处，所以力学部分重点 关注键脚处的应力和应变的大小和分布情况。将器件达到稳定的最后一个周期的结温变化结果作为变量导入到热力耦合物理场中求解，得到器件的热应 力。图 12 展示了仿真中最后一个周期铝金属层表面的平均应力，结果表明随着结温上升，金属层表面应力也在增大，在电流关断时刻 ( t = 19 s) 达到应力最大值，随着结温的下降，应力也减小。

图 13 展示了 t = 19 s，即金属层表面平均应力 最大时刻的芯片表面金属层应力分布。从图 13 中 可以看出，无论是 Si IGBT 还是 SiC MOSFET，应力最大点均出现在键合线键脚的周围，而且 Si IGBT 的最大应力值大于 SiC MOSFET。这是因为键 合线材料与芯片材料的热膨胀系数不一样，两种材 料在相同的温度波动下收缩/膨胀的程度不同，从而在芯片与键合线接触面产生应力，由于硅与 铝之间的热膨胀系数差异更大，所以 Si IGBT 芯片键脚处的应力更大。另一个原因是通过 Si IGBT 的 电流大，焦耳热效应导致其应力也更大。

应变具有累积效应，在一个结温波动周期 结束时刻 ( t = 21 s) 芯片表面金属层应变达到最大 值，该时刻金属层表面塑性应变分布如图 14 所示。 可以看出，虽然塑性应变最大点与应力最大点不是同一个点，但都出现在键脚边缘处，这也符合键合 线抬起的失效形式。

提取器件在一个结温波动周期内最大塑性应变 点的应变变化情况如图 15 所示。Si IGBT 和 SiC MOSFET 的塑性应变在一个结温波动周期中应变呈 现相同的趋势，先以较大的累积速度增长至关断时 刻，在降温过程中应变缓慢增长直至平稳，最终 Si IGBT 芯片产生的塑性应变大于 SiC MOSFET 芯片 的。Si IGBT 芯片和 SiC MOSFET 芯片产生的塑性 应变ε Si、ε SiC分别可表示为

式中: LSi和 LSiC分别为 Si IGBT 和 SiC MOSFET 键 合线与金属层表面相交叠的长度; λ Al、λ Si和λ SiC分 别为铝、硅和碳化硅材料的热膨胀系数，其中 λ Al = 23. 5 × 10－6 K，λ Si = 2. 6 × 10－6 K，λ SiC = 4. 3 × 10－6 K。需要注意的是式 ( 3) 和式 ( 4) 仅用于 估算塑性应变，并不能对塑性应变进行准确计算。 仿真中 Δθj大致相同，但由于键合线的直径不同， 所以 L 存在细微差异，其中 LSi = 2. 793 8 mm， LSiC = 2. 009 4 mm。将两式得到的值相比，即

可知，虽然 LSi＞LSiC，但影响ε主要的因素仍是材料 间热膨胀系数的差异。由于λ Si<λ SiC，使λ Al－λ Si更大，故铝和硅热膨胀系数差异产生的塑性应变更大。

2. 3 疲劳寿命 

由于键合线和芯片表面铝金属层都是弹塑性材 料，在高循环应力作用下会产生塑性应变，导致金 属永久变形或出现断裂，这种失效模式称为应变疲劳。功率循环是一种低周循环，适用于低周循 环应变寿命的模型中最经典的是 Coffin-Mason 模型，使用材料的塑性应变作为参量来计算器件的寿命，即

式中: C1、C2是通过功率循环试验拟合得到的大于 0 的常数; Δε 是一个结温波动周期内器件产生 的塑性应变。仿真结果表明在相同的结温条件下， 一个周期内 SiC MOSFET 键脚处的塑性应变更小，由式 ( 5) 可知寿命与塑性应变呈反相关，故在相同的结温条件下 SiC MOSFET 寿命更长，与试验结果一致。 

3 结论  

本文通过功率循环试验对比了Si IGBT 和 SiC MOSFET分立器件的寿命差异，建立其有限元模型 分析了最薄弱的键合线与芯片接触面的应力及应变 分布，揭示了造成寿命差异的根本原因，可得到如 下结论。

①对于具有相同的 TO－247 封装的 Si IGBT 和 SiC MOSFET，在相同结温条件下，SiC MOSFET寿命比 Si IGBT寿命更长，而且具有相同的失效模 式，即键合线抬起失效。

②在相同的结温条件下，Si IGBT 和 SiC MOSFET 芯片表面的温度梯度分布趋势相近，最大应力 点与应变点都出现在键合线与芯片金属层相接的表 面边缘处。然而由于 SiC 材料的热膨胀系数与 Al 材料的差异更小，所以产生的塑性应变更小，故 SiC MOSFET 寿命更长。 

③若将 SiC MOSFET 的试验条件完全等效至 Si IGBT 的试验条件，由于器件寿命与负载电流呈负 相关，等效后 SiC MOSFET 的寿命约为 Si IGBT 寿 命的 1 /4。

本文从材料间的力学差异分析了 Si IGBT和 SiC MOSFET 分立器件寿命出现差异的原因，重点 考虑了键合线与金属层接触的部分。但由于键合线的失效机理比较复杂，键合线寿命是各种因素综合作用的结果，例如负载电流的大小、键合线直径、芯片面积、键合线键合工艺等都会对键合线的失效产生影响，因此本文的结论具有一定的局限性。

资料来源：半导体材料与工艺设备

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